2024年模拟集成电路设计复习笔记VIP免费

模集复习笔记Bｙ潇然2０１8.6.２02.２I／V特性1.I-V特性2.跨导定义：VGS对ＩDS的控制能力（ＩＤS对VＧS变化的灵敏度)饱和区跨导gｍ表达式:２.线性电阻表达式2．３二级效应1.体效应γ为体效应系数,典型值0.3－０.4V-1／２2.沟道长度调制效应2.4MOS器件模型定义:信号相对于偏置工作点而言比较小、不会显著影响偏置工作点时用该模型简化计算由ｇm、gmb、ｒＯ等构成低频小信号模型,高频时还需加上ＣGS等寄生电容、寄生电阻(接触孔电阻、导电层电阻等)1.ＭOS小信号模型①沟长调制效应引起的输出电阻②体效应跨导2.完整的MOSFET小信号模型用于计算各节点时间常数、找出极点2.5放大器的性能参数AＩC设计的八边形法则分别为:速度、功耗、增益、噪声、线性度、电压摆幅、电源电压、输入输出阻抗参数之间互相制约,设计时需要在这些参数间折衷3.2共源级１.电阻负载理想情况:考虑沟长调制效应：2.二极管接法的MOS做负载①NMＯS二极管负载存在体效应时的阻抗：忽略η随Vout的变化时，增益只于W/L有关,与偏置电流、电压无关,线性度很好。②PMOS管负载缺点:a.大增益需要极大的器件尺寸b．输出摆幅小提高输出摆幅的方法：加电流源3.电流源做负载4.深线性区MＯＳ管做负载５.带源极负反馈①增益与跨导随着RＳ增大，Gm和增益都变为gm的弱函数,提高了线性度;但以牺牲增益为代价。另外,可以通过如下方法简便计算:Av=“在漏极节点看到的电阻”/“在源极通路上看到的电阻”②输出电阻3．３源跟随器(共漏）1.负载为Ｒs2.负载为电流源3.考虑rO和RL后的增益(注意分析过程)4.负载为理想电流源时输出电阻Ro3.4共栅级1.不考虑沟长调制效应时增益,体效应导致增益增加2.输入阻抗RD=０时，共栅级输入阻抗相当于源跟随器输出阻抗，故在RD较小时,输入阻抗小3.输出阻抗计算结果同带源极负反馈的共源级的Rout，故输出阻抗很大３.５共源共栅级1．增益（不考虑沟长调制）（注意此处为约等于且结果为负,具体增益参照P71，掌握方法即可）２.输出阻抗M2管将M1管的输出阻抗提高为原来的(ｇm2＋gmｂ2）ｒＯ2倍；有利于实现高增益3.其他性质:①作理想电流源，代价：输出摆幅减小②屏蔽特性:Vｏuｔ端有ΔVoｕｔ的电压跳变时,表现在X点的电压跳变很小,屏蔽了输出节点对输入管的影响４.折叠共源共栅５．总结：4．2基本差动对1．大信号差分特性上式假定了M1、M２均工作在饱和区,然鹅２.大信号共模特性共模输入电平必须满足：3．小信号差分特性因此，当ΔVin为下值时跨导降为0：，其表征放大器所允许的最大输入差分信号差模增益:用叠加法、半电路法均可求全差分时的差模增益，结论为：①单边输入时差模增益为-gｍＲD②差分输入时差模增益为-ｇmRD③单边输入时单端输出增益为-gｍＲD/24．小信号共模特性若电路完全对称,则流过M1和M2管的直流电流总为IＳS/2,不随Ｖin,CM的变化而变化，因此,VX和VY不变;非理想性包括:Ｍ1和Ｍ2之间有失配(W/L、VTH等）,RD1和ＲＤ2之间有失配（阻值不完全相等等）;尾电流源ISS的内阻ＲＳS不是无穷大①尾电流内阻非无穷大时若电路完全对称，则VＰ会随Vｉn,CM的变化而变化,导致尾电流变化，Vｏｕt1和Vｏｕt2会随之变化,但Vｏｕｔ1和Vout2总相等,故可短接，将M１、M2并联处理(注意此时跨导为２ｇm)共模增益为:②输入管失配对共模响应的影响共模到差模转换的增益：5.CMＲR-共模抑制比Ｃomｍon-ModeRejeｃtiｏnRaｔio,用来综合反映差分放大器的性能5.１基本电流镜原理：利用输出电流与参考电流的过驱动电压相同)1()()(2121DSTHGSoxnREFVVVLWCI)1()()(2222DSTHGSoxnoutVVVLWCI因此)1()/()1()/(1122DSDSREFoutVLWVLWII复制精度受工艺（宽长比）、沟长调制效应的影响５.３有源电流镜６.1密勒效应如果上图１的电路可以转换成图２的电路，则是在所关心的频率下的小信号增益,通常为简化计算，我们一般用低频增益来代替ＡV，这样足可以使我们深入理解电路的频率特性。6．2极点与结点的关联1.ＣS放大器的简化频率特性分析如果忽略输出结点与输入结点的相互作用,我们可以利用密勒定理得到CＳ放大器的两个极点频率：2.共源放大器的频率特性(理论推导)将分母化为:其零点:总而言之：若题目出...